PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE DISPOSITIVO DE CONTROLE DE ALTA TEMPERATURA APLICADO A MICROGERADORES TERMOELÉTRICOS

Anais do XIX Congresso Brasileiro de Automática, CBA 2012.

PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE DISPOSITIVO DE CONTROLE DE ALTA TEMPERATURA APLICADO A MICROGERADORES TERMOELÉTRICOS SANDRO C. S. JUCÁ Instituto Federal de Educação Ciência e Tecnologia do Ceará/IFCE, Laboratório LAESE, Área da Telemática Av. Contorno Norte, 10; 61925-315, Maracanaú-CE, Brazil E-mail: [email protected]

DMITRY PETROV, ULRICH HILLERINGMANN Universität Paderborn—UPB, Fachgebiet Sensorik, 33100, Paderborn, Germany E-mails: [email protected], [email protected] PAULO C. M. CARVALHO, RENATA I. S. PEREIRA E FÁBIO T. BRITO Universidade Federal do Ceará-UFC, Departamento de Engenharia Elétrica – Campus do PICI; 60455-760, Fortaleza-CE, Brasil E-mails: [email protected], [email protected], [email protected]

Abstract  The present paper describes the design and the implementation of a high temperature control device (HTCD) for investigating the characteristics of a new type of thermoelectric generator (TEG) materials. This new material should work with temperature difference up to 400 K, while most common TEGs using tellurium material operate with temperature differences up to 200 K, and cannot withstand temperatures higher than 473 K. In order to perform exact temperature control, the thermal power supplied to the HTCD and to regulate the temperature difference on TEG, a mathematical model of digitalized linear AC voltage phase switching was worked out and implemented in the embedded system firmware. This model makes it possible to achieve the exact accuracy of temperature control through the digital control of AC voltage phase switching. During the TEG performance measurement process the developed HTCD keeps the TEG hot side at the specified temperature, while the cold side is holding on constant temperature of approximately 293 K. The HCTD embedded system was developed in order to test new TEG materials by specified high temperature ranges and also to acquire and transmit data to a host PC. Keywords  monitoring, thermoelectric power generation, embedded systems. Resumo  O presente artigo descreve o projeto e a implementação de um dispositivo de controle de alta temperatura (DCAT) para investigar as características de novos materiais aplicados na construção de microgeradores termoelétricos (GTE). Estes novos materiais podem trabalhar com diferença de temperatura de até 400 K, enquanto os GTEs comuns à base de telúrio podem operar com diferenças de temperatura de até 200 K e não suportam temperaturas mais elevadas do que 473 K. No intuito de realizar o controle da potência térmica fornecida pelo DCAT aos microgeradores, foi implementado um modelo matemático de potência linear no firmware do sistema embarcado. Este modelo faz com que seja possível obter maior exatidão de controle de temperatura por meio do controle digital do ângulo de fase da tensão. Durante o processo de medição de desempenho do GTE, o DCAT desenvolvido mantém o lado do GTE quente à temperatura estabelecida pelo usuário, enquanto que o lado frio se mantém sobre temperatura constante de aproximadamente 293 K. O sistema embarcado do DCAT foi desenvolvido no intuito de mensurar a eficiência de GTEs construídos com novos materiais de alta temperatura e transmitir dados para um servidor. Palavras-chave  monitoramento, microgeradores termoelétricos, sistemas embarcados.

1

Introdução

O crescente número de problemas provenientes da geração de energia elétrica a partir de combustíveis fósseis como o acúmulo de dióxido de carbono, a poluição atmosférica e o aquecimento global apresentam motivos vitais para a pesquisa e o desenvolvimento de fontes alternativas de energia. Neste contexto, a geração de energia termoelétrica tem atraído interesse considerável devido principalmente ao pequeno volume, zero emissão de carbono, ausência de partes móveis, baixo ruído acústico e alta confiabilidade.

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A geração de energia termoelétrica baseia-se no efeito de Seebeck, descoberto por Thomas Seebeck em 1821, que observou um fluxo de corrente elétrica sobre uma junção de dois metais diferentes, denominada de par termoelétrico. Um microgerador termoelétrico consiste na montagem de vários pares termoelétricos ligados em série para a formação das células termoelétricas cuja tensão gerada depende da temperatura da junta quente em relação á temperatura da junta fria. O valor final da tensão elétrica gerada vai depender principalmente da diferença de temperatura fornecida e do número de células termoelétricas ligadas em série. A produção de energia termoelétrica é um dos principais processos de conversão direta de energia térmica em energia elétrica, e garante uma

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operação prolongada e confiável sem manutenção devido à inexistência de partes móveis (Schwyter et al., 2008; Han et al., 2010; Kucukkomurler, 2009; Jang et al., 2011; Nuwayhid et al., 2003). O circuito básico de geração de um GTE é composto por aquecimento de um lado do módulo termoelétrico, de resfriamento do outro lado e uma carga conectada entre as extremidades do módulo. O esquema básico de um GTE é mostrado na Figura 1.

Figura 1. Esquema básico de um processo de geração termoelétrica.

Os elétrons do lado quente do GTE são mais energizados do que no lado frio. Estes elétrons fluem do lado quente para o frio gerando corrente elétrica. Conectando termopares em série é possível aumentar a tensão e a potência de saída (Kao et al., 2010). Geradores de energia termoelétrica são opções viáveis para produzir energia elétrica através do reaproveitamento de energia térmica, por exemplo, em sistemas de co-geração (Kao et al., 2010), em fontes de energia geotérmica com diferenças de temperatura de 43 K entre o lado quente e o frio (Ahiska e Dislitas, 2006) ou em fontes de calor provenientes de freios e motores automotivos. Diferenças de temperatura de até 40 K têm sido pesquisadas também em geradores termoelétricos flexíveis (Schwyter et al., 20,08) e, diferenças de até 60K, para suprir energia para um sistema embarcado de sensoriamento sem fio de temperatura (Kucukkomurler, 2009). Além disso, este princípio de geração é cada vez mais utilizado para absorver o calor corporal no intuito de suprir energia de alimentação para relógios de pulso (Snyder, 2008). Neste sentido, é descrito neste trabalho o desenvolvimento de um equipamento de controle de temperatura e de transmissão de dados para a avaliação do rendimento de GTEs construídos com novos materiais que operam com diferenças de temperaturas de até 400K, consequentemente maior potência, e diferentes da maioria dos GTEs convencionais, que operam com equipamentos de aquecimento convencionais em uma faixa de temperatura de até 200K (Schwyter et al., 2009; Han et al., 2010). O objetivo do sistema de medição é produzir uma diferença de temperatura controlada pelo DCAT e transmitida para um servidor, no intuito de medir os parâmetros elétri-

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cos dos GTEs construídas com novos materiais que suportam maiores diferenças de temperatura. 2 Projeto e construção do DCAT aplicado em microgeradores termoelétricos Para fabricar e analisar a eficiência de GTEs de alta temperatura é necessário medir a potência dos materiais termoelétricos em diferentes temperaturas. Esta seção descreve o projeto de um DCAT (dispositivo de controle de alta temperatura) aplicado à medição de parâmetros de GTEs. O sistema embarcado DCAT foi projetado e construído no intuito de testar novos materiais especificados para GTE para diferenças de temperatura de até 700K e para adquirir e transmitir dados para um servidor. Durante o controle de alta temperatura do lado quente, o sistema embarcado opera em alta potência, o que não pode ser controlado diretamente por um computador servidor. O DCAT desenvolvido chaves semicondutoras com drivers apropriados e circuitos de proteção. Estes circuitos são controlados por um microcontrolador embarcado que permite resposta em tempo real ao controle. Os processadores de computadores convencionais até teriam a capacidade de processamento, porém os sistemas operacionais instalados, executando software aplicativos habituais de controle, não têm a capacidade de controle real em malha fechada das chaves reais a cada período de, por exemplo, 20 micro-segundos. O DCAT desenvolvido permite operação estável até mesmo com interferência eletromagnética elevada. Os requisitos para o DCAT desenvolvido foram: • • • •

Precisão da Temperatura de controle: 3 K; Faixa de temperatura: 300 K a 700 K; Potência do elemento quente: 500 W; Fácil atualização do firmware do microcontrolador e transmissão de dados entre o servidor e o microcontrolador via interface USB.

Durante o processo de busca da temperatura de referência no controle embarcado, a potência do elemento quente aumenta com a diminuição do ângulo de fase do triac. O DCAT foi programado utilizando controle PI e modelagem embarcada no microcontrolador para diminuição do erro de controle de potência entre o ângulo de fase ideal e o tempo de disparo real do triac, calculado a partir do cruzamento pelo zero da tensão da rede. Para realizar a medição de desempenho do GTE, o DCAT aquece o lado quente do GTE. Para a medição de temperatura exata na faixa de 300 K a 700 K, um termopar tipo S foi usado (Rössel Messtechnik, 2011). O termopar produz um sinal de corrente de saída de 4 a 20 mA que é transformado em tensão (1000 a 5000 mV) usando um resistor de precisão de

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250 Ω para ser medido por um conversor AD interno do microcontrolador. Os valores convertidos pelo conversor AD são processados por um filtro digital de primeira ordem pro-

gramado no firmware do microcontrolador no intuito de eliminar picos e ruídos na conversão. A Figura 2 mostra um diagrama funcional ilustrativo do DCAT proposto.

Figura 2. Diagrama funcional do DCAT desenvolvido.

O sistema de controle e medição dos GTEs, mostrado na Figura 3, consiste no DCAT (1), um micro-GTE (2) conectado ao elemento quente (3), o lado frio de 293 K (4) e o sensor de temperatura termopar (5).

rede, para controlar a potência de saída do elemento quente em busca da temperatura de referência. Na Figura 4 é mostrada a placa de controle do DCAT desenvolvida com componentes DIP e também componentes SMD, inseridos no lado inferior da placa. A placa desenvolvida de controle do DCAT é composta basicamente por triac de potência (1), driver de acionamento de triac optoacoplado (2), interface RS232 (3), interface USB (4), saída opcional para cooler (5), interface para o sensor termopar tipo S (6), interface do display de cristal líquido (7), microcontrolador (8), interface de teclado (9), chave táctil para modo de programação (10) e a entrada do circuito detector de cruzamento pelo zero (11).

Figura 3. Sistema de controle e medição dos GTEs.

Devido ao sinal não-linear de saída do termopar tipo S, os valores digitais obtidos devem ser transformados em valores de temperatura, de 0 e 1200 ° C, utilizando uma tabela inserida no firmware do sistema embarcado. O valor de referência de temperatura, inserido pelo usuário através de botões ou transmitida de um servidor através de interface de interface USB, é comparado com o valor real de temperatura no controle PI, que calcula o tempo de disparo do triac, após do cruzamento pelo zero da tensão alternada da

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Figura 4. Placa de controle do DCAT.

O circuito detector de cruzamento pelo zero, conectado ao retificador em ponte, permitiu detectar a passagem pelo zero da tensão da rede a cada semi-ciclo 4817

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da onda senoidal. O sinal de saída é conectado ao pino de interrupção microcontrolador, que calcula o momento ótimo para o acionamento do triac. Os sinais de entrada e de saída do circuito detector de cruzamento pelo zero são mostrados na Figura 5.

criado de forma rápida e eficaz no momento em que o microcontrolador está ligado diretamente a um PC, através da interface USB. Equipamentos projetados e construídos para aplicações específicas tendem a ser menos onerosos, ter melhor relação custo-benefício e proporcionar um ambiente de fácil assimilação e operação (Jornal O Povo, 2011).

4 Modelagem matemática embarcada para diminuição do erro de potência aplicada no DCAT

Figura 5. Sinais de entrada e saída do circuito detector de cruzamento pelo zero.

3 Ferramentas de Programação e Depuração O sistema DCAT proposto é um sistema embarcado, ou seja, sistema que manipula dados dentro de outro sistema maior, como é o caso de vários sistemas de monitoramento (Jucá et al., 2009; Ali et al., 2011; Manzoli et al., 2011). A ferramenta de programação utilizada neste projeto é um software livre e executável nos sistemas operacionais Linux, Mac OSX e Windows ®, disponível nos arquivos do grupo Grupo SanUSB (2012). Esta ferramenta é composta por um gerenciador préprogramado no microcontrolador e uma interface gráfica utilizado no PC para gravar o novo firmware na memória de programa do microcontrolador via USB. A Figura 6 mostra uma ilustração do processo de programação da ferramenta SanUSB.

O modelo matemático implementado no DCAT é utilizado para calcular valores de ângulo de fase para obter uma potência de saída linear, no intuito de compensar a não linearidade da potência de alimentação em relação à variação do ângulo de fase. Os valores calculados do ângulo de fase foram inseridos no firmware do microcontrolador e o controle mostrou-se estável. Durante o controle, o acionamento do triac é comandado por um pulso a partir do microcontrolador de acordo com o atraso do ângulo de fase calculado. O intervalo de tempo de atraso de fase é gerado por um contador de interrupção de um temporizador interno a cada 20 us. O Aumento da frequência de interrupção será limitado pela capacidade de processamento da CPU do microcontrolador, o qual é também utilizado para outras tarefas de tempo real, como a medição de temperatura e o controle dos periféricos externos. Através de testes práticos, foi estabelecido que a frequência de interrupção de 500 vezes em cada período de meia-onda senoidal, não afeta visivelmente a execução de outras tarefas em tempo real do sistema embarcado desenvolvido. Ao variar o número do contador de interrupções do temporizador (e também o ângulo de fase α), a potência de saída entregue ao aquecedor (Pdel) também irá mudar (Ibrahim, 2002). Se não houver nenhum atraso aplicado (α = 0), o triac será ligado imediatamente após a detecção do cruzamento pelo zero, a potência fornecida ao aquecedor será máxima: V2 Pdel = rms R

Figura 6. Ilustração do processo de programação da Ferramenta SanUSB.

A ferramenta SanUSB permite uma programação amigável e também a depuração diretamente através da emulação serial virtual via USB. Isto pode ser ISBN: 978-85-8001-069-5

(1)

onde Vrms é o valor real da tensão de alimentação e R é a resistência ôhmica do dispositivo de aquecimento. O método mais simples para controlar a potência de saída é a variação linear do ângulo de fase usada para acionar o triac. Neste caso, o modelo digitalizado do ângulo de fase real (real_phase) é uma função do contador de interrupção do temporizador (x) dividido pelo valor máximo N do contador. Dessa forma, o modelo digitalizado do ângulo de fase é expresso por: real _ phase ( x) =

π ⋅x N

(2)

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De acordo com a equação (2), a potência de saída real pode ser expressa pela equação 3: real _ power ( x) =

π

∫real _ phase( x) sin( x)dx

π

π

ideal _ phase ( x ) = a cos( ∫0 sin( x ) dx −

∫0 sin( x ) dx ⋅ x −1 ) 300

(7)

(3)

Neste caso, a potência real descrita na equação (3) é não linear em relação à variável x. Dessa forma, a potência ideal linear (ideal_power) é descrita a partir da variação linear (decrescente) de potência de saída em função da variável x. π

∫ sin( x ) dx ⋅ x π ideal _ power ( x ) = ∫0 sin( x ) dx − 0 N

(4)

onde ∫π sin( x )dx é a potência de saída máxima para 0 cada semi-ciclo da onda senoidal. Os gráficos do modelo de potência de saída real (real_power) e ideal (ideal_power) são mostrados na Figura 7. O valor da potência máxima é 2 porque a é integral de sen(x) durante o período de meia onda.

Figura 7. Gráficos do modelo real e ideal da potência de saída.

Através de testes práticos com resposta do controlador PI, tem sido mostrado que a divisão da potência de saída em 300 partes iguais é suficiente para alcançar a precisão desejada para o controle do DCAT proposto. Isso significa que o valor de N é 300 e o valor de x pode ser alterado de 0 a N. O erro relativo entre o modelo de potência real e ideal (em porcentagem) expresso na equação (5) é mostrado na Figura 8. Nota-se que o erro máximo introduzido entre o modelo de potência linear e o modelo de fase linear é cerca de 10%.

power _ error ( x ) =

( real _ power ( x ) − ideal _ power ( x )) ⋅ 100

(5)

π

∫0 sin( x ) dx

Para calcular o atraso exato do ângulo de fase para acionar o triac, a função do ângulo de fase ideal (ideal_phase) é apresentada nas equações (6) e (7), obtida a partir da equação de potência ideal através de uma função análoga à equação (3). ideal _ phase( x) = a cos( ideal _ power( x) − 1 )

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(6)

Figura 8. Erro relativo entre modelo de potência ideal e real (em percentual).

Neste caso ideal, não há erro de linearização, mas o triac não pode ser comutado pelo microcontrolador em qualquer momento de tempo ideal calculado. O microcontrolador pode operar em alguns momentos de tempo discretos predefinidos pela interrupção do temporizador, e o valor de fase calculado através da equação (7) tem que ser arredondado para o momento da interrupção mais próxima. É óbvio o que procedimento de arredondamento irá causar um erro mínimo no valor da potência de saída. Os 500 possíveis valores de atraso T do ângulo de fase correspondem às interrupções do temporizador que ocorrem a cada 20 us (10 ms dividido por 500), após a identificação de cruzamento pelo zero. Então, ocorrem 500 interrupções em cada semi-ciclo para representar 300 valores possíveis de potência de saída. Assim, é necessário arredondar o período de fase ideal para o período mais próximo de interrupção do temporizador. Dessa forma, a fase digital arredondada (dig_phase) é expressa pela equação (8). dig _ phase ( x ) = round (

ideal _ phase ( x ) ⋅ T

π

)

(8)

A função de potência de saída ideal arredondada (dig_power), com os valores arredondados de atraso de fase, é mostrada na equação (9). Os valores calculados desta função são armazenados no firmware da memória de programa do microcontrolador. Esta tabela é usada para o cálculo do valor corrigido da potência de saída. dig _ power( x) =

π ∫ dig _ phase( x) ⋅ π sin( x)dx

(9)

T

O erro resultante entre potência real e ideal arredondada no modelo de potência linear (em porcentagem) é expresso na equação (10).

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( dig _ power ( x) − ideal _ power( x) ).100 power _ error( x) =

(10)

π sin( x)dx

∫0

Os valores do modelo de potência linear ideal arredondada são transformados em números inteiros de interrupções do temporizador e inseridos no firmware do microcontrolador em forma de tabela. No gráfico da Figura 9, é mostrado que o erro máximo entre o modelo real e o de potência ideal arredondada é inferior a 0,2%. Dessa forma, é possível, através do modelo matemático discutido, reduzir o erro de linearização de 10% para menos de 0,2%.

truídos com novos materiais. Neste caso, foi utilizada a diferença de temperatura controlada de até 400 K. O gráfico mostra valores típicos da resistência interna (Ω), de circuito aberto de tensão (mV), de curtocircuito (mA), GTE potência de saída (µW) e parâmetro da diferença de temperatura (K) na TEG.

Figura 11. Valores típicos de resistência interna (Ω), tensão de circuito aberto (mV), corrente de curto-circuito (mA), saída de potência do GTE (µW) e parâmetro de diferença de temperatura (K) no GTE.

Figura 9. Erro resultante entre o modelo de potência real e ideal arredondada (em percentual).

A Figura 10 mostra a resposta real do DCAT ao controle embarcado no microcontrolador programado com o modelo matemático inserido no firmware em forma de tabela.

Figura 10. Tempo de resposta do DCAT ao controle embarcado para uma diferença de temperatura de 400K.

Para uma diferença de temperatura máxima de 400K, a temperatura de referência foi atingida em aproximadamente 22 minutos. Os dados de temperatura foram emitidos do sistema embarcado para o computador por emulação serial via USB. 5

Aplicação do DCAT com alta temperatura no micro GTE

O gráfico da Figura 11 mostra a execução do DCAT proposto para medir a eficiência GTEs consISBN: 978-85-8001-069-5

Conclusões O DCAT proposto foi programado para operar controle PI e modelagem embarcada no microcontrolador para diminuição do erro de controle de potência entre o ângulo de fase ideal e o tempo de disparo do triac calculado a partir do cruzamento pelo zero da tensão da rede. A temperatura de referência pode ser inserida pelo usuário através de botões ou transmitida de um servidor através de interface USB. Durante o processo de medição de desempenho do GTE, o DCAT desenvolvido controla o lado quente do GTE em uma temperatura indicada pelo usuário, enquanto que o lado frio se mantém sobre temperatura constante de aproximadamente 293 K. O sistema embarcado do DCAT funcionou como projetado controlando a temperatura aplicada nos GTEs construídos com novos materiais de alta temperatura e transmitindo dados para um servidor. No intuito de detectar a passagem pelo zero da tensão senoidal da rede a cada semi-ciclo, foi implementado um circuito detector conectado ao retificador em ponte. Os valores do modelo de potência linear e ideal arredondada foram transformados em valores inteiros de interrupções do temporizador e inseridos no firmware microcontrolador em forma de tabela. Dessa forma, o erro máximo entre o modelo real e de potência ideal arredondada linear foi inferior a 0,2%. Assim, com esta modelagem matemática, foi possível reduzir o erro de linearização de 10% para menos de 0,2%. Durante os testes práticos, o DCAT proposto funcionou com bom desempenho, confiabilidade e fácil atualização de firmware.

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Agradecimentos Os autores gostariam de agradecer ao Departamento de Engenharia Elétrica da UFC, à área Sensorik da Universidade de Paderborn pela disponibilidade dos equipamentos e ao DAAD (Deutscher Akademischer Austausch Dienst) pela bolsa de doutorado sanduíche concedida ao primeiro autor.

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ISBN: 978-85-8001-069-5

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